Меню

Делители мощности свч диапазона



Разработка трехканального делителя мощности СВЧ диапазона Текст научной статьи по специальности « Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

CC BY

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Кисиленко Кирилл Игоревич, Мякишева Мария Сергеевна, Тимофеев Евгений Петрович

Представлены результаты моделирования и расчета параметров трехканального делителя мощности СВЧ диапазона . В основе конструкции лежит кольцевой делитель мост Уилкинсона . Моделирование и расчет электрических параметров делителя проводился с помощью пакета программ численного моделирования . Моделирование устройства в диапазоне 3.15 4.05 ГГц позволило оптимизировать конструкцию и значительно улучшить электрические характеристики делителя мощности СВЧ.

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Кисиленко Кирилл Игоревич, Мякишева Мария Сергеевна, Тимофеев Евгений Петрович

Текст научной работы на тему «Разработка трехканального делителя мощности СВЧ диапазона»

К.И. Кисиленко, М.С. Мякишева, Е.П. Тимофеев

РАЗРАБОТКА ТРЕХКАНАЛЬНОГО ДЕЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ

Нижегородский государственный технический университет им. Р.Е. Алексеева

Представлены результаты моделирования и расчета параметров трехканального делителя мощности СВЧ диапазона. В основе конструкции лежит кольцевой делитель — мост Уилкинсона. Моделирование и расчет электрических параметров делителя проводился с помощью пакета программ численного моделирования. Моделирование устройства в диапазоне 3.15 — 4.05 ГГц позволило оптимизировать конструкцию и значительно улучшить электрические характеристики делителя мощности СВЧ.

Ключевые слова:делитель мощности, кольцевой делитель, мост Уилкинсона, СВЧ диапазон, LTCC, моделирование, САПР, CSTStudio, HFSS.

Делители мощности являются базовыми элементами при создании различных устройств и систем СВЧ диапазона и обеспечения разветвления трактов СВЧ.

Делители мощности СВЧ-диапазона зачастую выполняются на основе микрополоско-вых линий (МПЛ). Они представляют собой тонкие полоски, выполненные из высокопрово-дящего материала, расположенные на диэлектрической подложке конечной толщины. Такие конструкции имеют достаточно малые габаритные размеры, они недорогие и просты в изготовлении^]. Структура электромагнитного поля в линии достаточно сложная. МПЛ является неоднородной линией передачи, по которой распространяется основная волна «квази- Т» и волны высших типов.

В данной работе предлагается интерактивный режим проектирования устройства СВЧ (микрополоскового делителя мощности), который сводится к тому, что разработчик, используя САПР в процессе диалога с компьютером, производит подбор геометрических параметров устройства для достижения требуемых частотных характеристик и оптимизации конструкции устройства.

Процедура анализа микрополоскового устройства СВЧ методом численного моделирования с использованием САПР разного уровня имеет следующую схему:

1. На первом этапе использовалось линейное моделирование, при котором на основании упрощенных методов анализа проводились расчет и оптимизация заданной структуры устройства. Использовался метод узловых потенциалов. На данном этапе формировалась топология проектируемого устройства, которая строилась с использованием программы AWRmicrowaveoffice для линейного анализа цепи;

2. На втором этапе полученная топология подвергалась электродинамическому анализу, позволившему увеличить точность и достоверность расчетов характеристик, оптимизировать параметры конструкции устройства. Моделирование, расчет и оптимизация конструкции устройства СВЧ, анализ его характеристик проводился с использованием САПР AnsysHFSSи CSTStudio.

Двухканальные делители мощности используются в трактах СВЧ как самостоятельные узлы, а также как составные (базовые) элементы многоканальных разветвителей мощности. Делители на четное количество выходов наиболее распространены и вариативны. В качестве составной части устройства, рассмотренного в данной работе, использовался двухка-нальный кольцевой делитель мощности с омической нагрузкой (мост Уилкинсона) [2]. Плечи делителя представляют собой четвертьволновые линии передачи, соединенные на конце активным сопротивлением (рис. 1) [3].

© Кисиленко К.И., Мякишева М.С., Тимофеев Е.П., 2016.

Рис. 1. Схема кольцевого делителя мощности с омической нагрузкой

Наиболее важными параметрами делителя являются:

• согласование входов и выходов во всем диапазоне частот (КСВн Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Источник

Делители мощности свч диапазона

При разработке устройств СВЧ различного назначения широкое применение находят делители и сумматоры мощности. Целители мощности распределяют мощность, поступающую на вход, между несколькими выходными каналами. Сумматоры обеспечивают сложение мощностей, поступающих на несколько входных каналов, в общей нагрузке. Делители и сумматоры мощ-

ности являются, как правило, взаимными устройствами, т. е. могут выполнять и деление, и суммирование мощности. В зависимости от назначения делители мощности осуществляют равное или неравное деление на два или большее число каналов.

К делителям и сумматорам мощности могут предъявляться самые разнообразные требования, которые определяются их применением. Делители мощности фазированных антенных решеток должны обеспечивать в выходных плечах заданное амплитудно-фазовое распределение, которое формирует требуемую диаграмму направленности решетки. При построении широкополосных транзисторных усилителей мощности применяются квадратурные делители и сумматоры, выполняющие наряду с функциями деления (суммирования) функции согласования отдельных каскадов усилителя с генератором и друг с другом. Сумматоры мощности нескольких генераторов должны иметь возможность синхронизировать генераторы таким образом, чтобы обеспечить синфазное сложение их мощностей в нагрузке. Делители и сумматоры мощности должны иметь приемлемое согласование в полосе частот и необходимую развязку между каналами. Существенными являются также массогабаритные параметры этих устройств, показатели надежности, стоимости и др.

Читайте также:  Мощность посудомоечной машины hotpoint ariston

Делители могут быть выполнены на основе последовательных или параллельных схем. Выбор того или иного схемного решения производится исходя из технических требований к устройству, с учетом технологических возможностей их реализации.

Делитель мощности последовательного типа является одним из наиболее простых делителей на гладких переходах (рис. 3.16). Условие согласования такого делителя У^-Уг-ц-ЬУ.+г, где У,- — волновые проводимости соответствующих линий. Распределение мощности зависит от соотношения волновых проводимостей выходных линий передачи. В частности, равномерному распределению мощности соответствует У2=У4= = Ye=Y8=yio (Уэ = Yio). Для согласования на входе и выходах этого.делителя могут быть включены трансформирующие четвертьволновые секции. Недостатком делителя на основе гладких переходов является низкое переходное затухание между каналами.

Простейшей схемой параллельного типа является сумматор мощности, выполненный в виде многолучевой звезды. На рис. 3.17 показана схема сумматора, входные и выходные плечи которого имеют равные волновые сопротивления Zq. Согласование осуществляется с помощью четвертьволнового отрезка линии пе-

Рис. 3.16. Топология делителя мощности на основе гладких переходов

редачи, волновое сопротивление которой Zi=Zo/yN, где N число входных плеч. Развязка генераторов (дБ) определяется числом входных плеч:

Во многих случаях развязка (3.4) оказывается недостаточной поэтому к входным плечам сумматора подключаются вентили (рис 3.18). Это приводит к возрастанию габаритов и массы

Рис. 3.17. Электрическая схема сумматора мощности в виде многолучевой звезды

Рис. 3.18. Схема сумматора с вентилями

устройства, но в то же время вентили защищают генераторы от воздействия отраженных волн при возможных изменениях нагрузки на выходе.

Кольцевые делители мощности (рис. 3.19). Согласование входа и выходов в этих устройствах достигается подбором волновых сопротивлений четвертьволновых отрезков МПЛ, кото£ые в случае равного деления мощности имеют значение Zi=y2Zo.

При возбуждении делителя со входа 3 вследствие его электрической симметрии точки В к С оказываются эквипотенци-

Рис. 3.19. Электрическая схема (а) и топология (б) одноступенчатого кольцевого делителя мощности

альными. Ток через балластный резистор /?б не протекает, и мощность в нем не выделяется. Вся мощность генератора делится пополам и передается в нагрузки, подключенные к выходным плечам / и 2. При возбуждении делителя с,о стороны

одного из выходных плеч, например с выхода /, сигнал в точку С приходит по двум путям: через четвертьволновые отрезки (путь В-А-С) и через резистор /?б (путь В-С). Разность фаз сигналов, прошедших пути В-А

С и В-С, равна 180°. Сопротивление балластного резистора Rq = 2Zq обеспечивает равенство амплитуд указанных противофазных сигналов. Таким образом, напряжение в точке С равно нулю, а мощность сигнала, поступающего на выход /, частично гасится в балластном резисторе, частично поступает во входное плечо 3. На средней частоте рабочего диапазона кольцевой делитель мощности имеет идеальное согласование и бесконечную развязку выходных плеч. Если плечи / и 2 возбуждаются одновременно противофазными сигналами равной амплитуды, то в точке А эти сигналы складываются в противофазе и во входное плечо мощность не передается. Вся мощность гасится в балластном сопротивлении. При возбуждении выходных плеч синфазными сигналами мощность передается на вход. Кольцевой делитель мощности является своеобразным фильтром противофазных сигналов.

Развязка выходных плеч кольцевого делителя с равным делением мощности составляет 20 дБ в полосе частот с коэффициентом перекрытия диапазона 1,44 при /Сети не более 1,2. Вносимое затухание при этом изменяется от 3,01 до 3,08 дБ. В реальных устройствах (из-за влияния технологических отклонений, неоднородностей и рассогласования) развязка выходных плеч обычно не превышает 30 дБ.

В ряде случаев широкополосность кольцевых делителей оказывается недостаточной. Более широкий диапазон рабочих час-

Рнс. 3.20. Электрическая схема двухступенчатого делителя мощности

Рис. 3.21. Характеристики одноступенчатого (штриховые линии) и двухступенчатого (сплощиые линии) делителей мощности:

1 развязка (Си) между выходными ка-

0,15 о,г о,гз о.з т

0,15 0.2 0.25 0,3 1/Л

налами; 2 — к^ц иа входе;

тот по сравнению с одноступенчатым имеют многоступенчатые делители (рис. 3.20). Характеристики одно- и двухступенчатого делителей приведены для сравнения на рис. 3.21 в функции 1/А (/ — длина линии, Л — длина волны в линии). В практиче-

Читайте также:  Чем определяется мощность гэс

ских устройствах число ступеней обычно не превышает четырех. Расчет таких делителей проводится по справочным данным.

Кольцевые делители могут осуществлять неравное деление мощности (рис. 3.22). На входе и выходах делителя включены

четвертьволновые трансформирующие секции с волновыми сопротивлениями Zi, Z2. Z5. Если

Pi — мощность на выходе /, Рг — мощность на выходе 2, то по заданному отношению выходных мощ-

ностей n=P2/Pi можно

Рис. 3.22. Электрическая схема делителя с неравным делением мощности

определить волновые сопротивления и балластный резистор делителя мощности:

ZsZo/K; /?6=Zo(l-f Ha рис. 3.23 показана простейшая схема параллельного Л/-ка-нального сумматора мощности. Волновые сопротивления четвертьволновых согласующих секций определяются исходя из заданных значений суммируемых мощностей. Схема обеспечивает согласование и развязку генераторов на средней . , аА частоте рабочего диапазона. Частотные свойства сумматора по мере увеличения числа каналов ухудшаются. Существенным недостатком подобных сумматоров является трудность их реализации методами интегральной технологии, что обусловлено непланарностью схемы. Преодолеть эту трудность можно, например,

используя конструктивное решение, при котором многолучевая звезда из линий передачи и звезда сопротивлений располагаются в двух разных плоскостях.

Наиболее полно требованиям интегральной технологии удовлетворяют планарные многоканальные сумматоры, содержащие незамкнутые цепочки балластных резисторов. Применение многоступенчатых структур такого типа позволяет получать хорошее

Рис. 3.23. Электрическая схема параллельного W-канального сумматора мощности

согласование и необходимую развязку. Трехканальный двухступенчатый сумматор с незамкнутой цепочкой балластных резисторов (рис. 3.24) имеет октавную полосу рабочих частот.

Схемы сложения на направленных ответвителях. Разнообразное применение в схемах деления и суммирования мощности находят мосты и НО. Мосты используются в делителях с равным делением мощности.

На рис. 3.25 представлена схема делителя мощности на основе кольцевого НО. Поступающий на вход / сигнал распределяется между плечами 2, 3 и поступает в нагрузку (Кн2, Кнз)-

Рис. 3.24. Схема трехканального сумматора, содержащего незамкнутые цепочки балластных резисторов

Рис. 3.25. Электрическая схема делителя мощности на основе кольцевого НО

В силу фазовых соотношений в кольцевом НО в плечо 4 мощность не должна поступать. Практически вследствие технологических погрешностей, влияния неоднородностей, возникающих в местах сочленения отрезков линий, неидеальности согласования в плечо 4 поступает незначительная часть мощности генератора, где она гасится в согласованной балластной нагрузке Уб.

Делитель на кольцевом НО может обеспечить неравное деле- w ние мощности между каналами 2 и 3. Полагая заданным коэффициент деления мощности т в нагрузках Ун2 и Унз (т=Р2/Рз), волновые проводимости отрезков линий можно найти из соотношений

Рис. 3.26. Электрическая схема делителя мощности на основе двух-щлейфового НО

где Уо — волновая проводимость подводящих линий; Уг-входная проводимость генератора, причем Уо=5г=1н2=1нз = 1с.

Делитель мощности на основе двухшлейфного НО (рис. 3.26) также может осуществлять деление входной мощности между

каналами в заданной пропорции. Сигнал от генератора поступает в плечо / и делится между плечами 3 и 4, не ответвляясь (теоретически) в плечо 2. По заданному соотношению мощностей m=Ps/Pi можно найти волновые проводимости линий:

При построении делителей мощности на основе кольцевого и двухшлейфиого НО обычно ограничиваются делением мощности в пропорции 1:3. При /п>3 возникают технологические трудности при изготовлении линий с малыми волновыми проводимостями (Yi и Уг). Уменьшение ширины линий приводит к увеличению потерь, причем в линиях различной ширины потери различны. Следствием этого является ухудшение согласования и развязки.

Применение НО и мостов в схемах сумматоров мощности имеет свои особенности, определяемые необходимостью синхронизации возбуждающих генераторов. Генераторы, подключенные к развязанным плечам двухшлейфиого НО (рис. 3.27), должны

обеспечивать равные по амплитуде сигналы с фазовым сдвигом 90°. В этом случае их мощности складываются в плече 4. При нарушении фазового или амплитудного соотношения между напря-

Q 4-\-Л-4-ШН жениями Un и Ur-2 часть мощно-

Кг >W сти ответвляется в плечо 3, где

она отражается короткозамкнутый или разомкнутым шлейфом Уз. Отраженный сигнал используется для синхронизации генераторов. Изменяя длину /з коротко-замкнутого шлейфа, можно подобрать оптимальный синхронизирующий сигнал, обеспечивающий максимальный КПД. Таким образом создается необходимая степень связи генераторов и их надежная синхронизация.

В низкочастотной части диапазона СВЧ геометрическая длина отрезков линий передачи, на которых реализуются описанные делители мощности, становится достаточно большой. Это приводит к недопустимому увеличению массы и габаритов устройств. С целью снижения размеров отрезки линий передачи сворачивают в меандр или заменяют делители эквивалентами на элементах с сосредоточенными параметрами. Рабочий диапазон устройств, использующих такие аналоги длинных линий, сужается; однако при относительных полосах пропускания до 10% они могут заменять устройства на элементах с распределенными параметрами.

Читайте также:  Потребляемая мощность пылесоса 2400

Рис. 3.27. Схема суммирования мощности двух генераторов на основе двухшлейфиого НО

Многоканальные системы деления и суммирования мощности могут быть выполнены на основе двухканальных устройств деления мощности любого типа (по последовательной или параллельной схеме). В качестве примера на рис. 3.28 показаны схемы последовательного и параллельного делителей мощности на свя-

Рис. 3.28. Последовательная (а) и параллельная (б) схемы многоканальных делителей мощности на связанных линиях

занных линиях. Использование делителей с коэффициентом деления, отличным от единицы, позволяет реализовать любой заданный закон распределения мощности в выходных плечах системы с произвольным числом плеч.

§ 3.3. Устройства управления фазой и амплитудой сигнала

Управление фазой сигнала в тракте СВЧ производится с помощью двух- или четырехполюсных устройств с переменными параметрами, изменяющимися под воздействием электрического или магнитного поля. Такие устройства называют фазовращателями (ФВ) и широко применяют в фазированных антенных решетках, радиопередающих и радиоприемных устройствах СВЧ, аппаратуре для физических исследований и контрольно-измерительной аппаратуре различного назначения.

Работа p-i-n-amaa основана на изменении активной составляющей сопротивления /-области при положительном смещении, когда через диод протекает ток. При отсутствии положительного напряжения смещения сопротивление диода составляет единицы килоом. При положительном смещении (обычно Ucm В) сопротивление падает до единиц ом и зависит от тока.

Фазовращатели с полупроводниковыми диодами могут быть как проходными (в этом случае их следует рассматривать как четырехполюсники), так и отражательными (двухполюсники).

Отражательные ФВ обычно объединяются с Y-циркуляторами.

Рнс. 3.29. Схема дискретного проходного ФВ с использованием 3-дБ НО

главным образом частотными свойствами НО и идентичностью коэффициентов отражения ячеек.

Принцип действия другой разновидности проходного ФВ (рис. 3.30, а) рассмотрим с помощью его эквивалентной схемы (рис. 3.30,6). Схема представляет отрезок длинной линии, обеспечивающий между точками А и

набег фазы ф1= (л-Ьа)/2, где а — требуемый фазовый сдвиг фазовращателя. Можно показать, что если в указанных точках включить одинаковые проводимости Увх=]2Уо1е (а/2), то набег фазы между точками Л и В изменится и будет равен ф2=(л;- -а)/2. В результате получается фазовый сдвиг, равный разности фаз в двух состояниях: Аф=ф1- -ф2 = а.

Подключаемые к линии проводимости Увх реализуются в виде шлейфов (рис. 3.30, а). При одновременном включении диодов каждый шлейф можно рассматривать как короткозамкнутый четвертьволновый отрезок линии с нулевой проводимостью на входе (в точках Л и jB). В этом случае шлейфы не влияют на прохождение сигнала по основной линии. При закрытых диодах

проводимость Увх определяется входной проводимостью короткого участка линии уьл=]Вт, емкостной проводимостью диода ]Вс и волновой проводимостью Yi четвертьволнового шлейфа:

шение между величинами Уь Вс и Вт выбирается из условия обеспечения требуемого фазового сдвига: У1/(Вс + Вт) = = 2Kotg(a/2).

В реальных ФВ наличие малого, но отличного от нуля сопротивления диода г в открытом состоянии и большого, но конечного сопротивления R закрытого диода приводит к потерям мощности, определяемым активными составляющими проводимостей шлейфов. Так, полагая, что проводимость открытого диода С=1/г, для входной проводимости шлейфа легко получить выражение yTKYi/G. При закрытом диоде, имеющем активную проводимость g= 1/Р, входная проводимость шлейфа определяется по формуле УеТ= Yiy[g+]iBc-hBm)]-gYiy

Рис. 3.30. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) электрические схемы ФВ с оптимизацией по потерям

Для оптимизации ФВ по потерям, т. е. для выполнения условия равенства потерь в обоих его состояниях, необходимо обеспечить равенство активных составляющих входных проводимостей шлейфа YilG=gYil

В оптимизированном ФВ потери (дБ) определяются по формуле 1фв = 101gIl + (4 K) tg (а/2)], где /С=/?/г-параметр, называемый качеством р-/-п-диода (в реальных диодах /С= = 100. 2000; для идеального диода К

оо). Из последней формулы видно, что потери возрастают с увеличением а, а при а-я /,фв->- Уо, что справедливо для открытого диода, Увх1-0.

Входная проводимость канала 2 в точке А при закрытом диоде VD2 определяется соотношением

Ko + + jec (Го + г)2 + £2с

Рис. 3.33. Топология простейшего двухкаиального переключателя

где g, Вс — активная и реактивная составляющие проводимости p-i-n-диода в закрытом состоянии. При g 1 2 3 4

Источник